脈沖寬度調制(Pulse Width Modulation, PWM)并網變換器往往選擇LCL濾波器來濾除并網電流的開關紋波。相比于單電感濾波器,LCL 濾波器具有更強的衰減能力,在濾波效果相同時,LCL濾波器所需要的總電感量顯著小于單電感濾波器,這有利于減小逆變器的體積和重量,降低成本。
控制算法有逆變器側電流反饋(Inverter-side Current Feedback, ICF)控制和網側電流反饋(Grid-side Current Feedback, GCF)控制。控制框圖如圖1所示,閉環控制系統中,反饋量為逆變器側電流時為ICF控制,反饋量為網側電流時為GCF控制。電流傳感器位于逆變器側,可用于過電流保護,因此ICF控制被廣泛地應用于工業產品中。另外,在電能質量較差的電網條件下,ICF控制系統因其固有阻抗的特點而穩定,但是GCF系統需要增加有源阻尼以保證系統的穩定性。
圖1 ICF控制和GCF控制框圖
在ICF控制系統中,直接控制逆變器側電流,間接控制并網電流。由圖2a所示的PWM并網變換器單相等效模型可以看出,在電網電壓含有諧波的情況下,由其產生的諧波電流可以自由流過濾波電容,從而引起并網電流的畸變。圖2a中,v、vg、vh分別為逆變器輸出電壓、電網基波電壓、電網諧波電壓。當逆變器側電流為零時,濾波電容電流和并網電流波形如圖2b所示,顯然,電網背景諧波電流引起并網電流畸變。
由于ICF控制系統反饋的逆變器側電流中不包含電網背景諧波信息,因此對其無抑制能力。在反饋逆變器側電流的基礎上,前饋電網諧波信息便可以實現對并網諧波電流的抑制。最為簡單的方案是將濾波電容電流全部前饋,控制系統反饋量變為i1◆iC=i2,等效為GCF控制,但這又造成系統不穩定。
圖2 帶LCL濾波的并網變換器的單相等效模型和含有背景諧波的電網條件下的實驗波形
為解決電網背景諧波造成并網電流畸變問題,探討最多的是前饋方案。文獻[17]中提出電網電壓比例前饋策略,若不考慮系統延時,該方案有較好的諧波抑制能力,但數字控制系統中不可避免存在延時環節,這會導致系統不穩定,文獻中提出使用巴特沃斯低通濾波器和重復控制器進行延時補償,以提高系統穩定性,這增加了系統的復雜性,而且系統對參數敏感。
文獻[18]中提出在前饋電網電壓環節中加入低通濾波器,以保證系統的穩定性,由于低通濾波器對幅值和相位誤差不可忽略,電網電流由于電網電壓諧波可能仍然會失真。在文獻[7]中,得到了電網電壓前饋函數,充分抑制了電網背景諧波對并網電流的影響。但是,前饋函數中包含二階微分器。而二階微分器對噪聲敏感。另外,文獻[7]中也提出電容電流的前饋方案,但為了測量電容電流而增加的電流傳感器導致成本增加。
本文在ICF基礎上,引入部分電容電流作為前饋補償項。該部分電容電流包含基波和部分次諧波電容電流,由并聯二階廣義積分器(Multiple Second- Order General Integrator, MSOGI)對電容電壓微分運算求得。該方案雖然增加了電容電流前饋環節,但由于前饋的電容電流只是特定次諧波電流,不影響ICF控制系統的穩定性,且穩定區間不變。本方案可等效為在指定次諧波頻率處為GCF控制,其他頻率處為ICF控制,兼顧ICF的穩定性和GCF的諧波抑制能力。
圖11 三相帶LCL濾波的并網變換器實驗平臺
結論
本文分析了在傳統ICF控制下電網背景諧波對并網電流的影響,提出了部分電容電流前饋的ICF控制方案。該方案在有效抑制并網電流諧波的同時,還具有與傳統ICF控制相似的穩定條件。為了提高算法的實用性,本文提出了基本MSOGI的電容電流提取方法,可準確提取指定次電容電流。實驗結果表明,本文所提方案有效地解決了帶LCL并網的PWM變換器在ICF控制下因電網背景諧波帶來的并網電流畸變的問題。